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Dans notre monde idéal, la sécurité, la qualité et les performances sont primordiales. Dans de nombreux cas, cependant, le coût du composant final, y compris la ferrite, est devenu le facteur déterminant. Cet article est destiné à aider les ingénieurs concepteurs à trouver des matériaux de ferrite alternatifs pour réduire coût.
Les propriétés intrinsèques souhaitées du matériau et la géométrie du noyau sont déterminées par chaque application spécifique. Les propriétés inhérentes qui régissent les performances dans les applications à faible niveau de signal sont la perméabilité (en particulier la température), les faibles pertes dans le noyau et la bonne stabilité magnétique dans le temps et la température. Les applications incluent un Q élevé inductances, inductances de mode commun, transformateurs à large bande, adaptés et à impulsions, éléments d'antenne radio et répéteurs actifs et passifs. Pour les applications de puissance, une densité de flux élevée et de faibles pertes à la fréquence et à la température de fonctionnement sont des caractéristiques souhaitables. Les applications incluent les alimentations à découpage pour charge de batterie de véhicule électrique, amplificateurs magnétiques, convertisseurs DC-DC, filtres de puissance, bobines d'allumage et transformateurs.
La propriété intrinsèque qui a le plus grand impact sur les performances de la ferrite douce dans les applications de suppression est la perméabilité complexe [1], qui est proportionnelle à l'impédance du noyau. Il existe trois façons d'utiliser la ferrite comme suppresseur de signaux indésirables (conduits ou rayonnés). ).Le premier, et le moins courant, est un blindage pratique, où les ferrites sont utilisés pour isoler les conducteurs, les composants ou les circuits de l'environnement du champ électromagnétique parasite rayonnant. Dans la deuxième application, les ferrites sont utilisés avec des éléments capacitifs pour créer un passe-bas. filtre, c'est-à-dire inductance – capacitif aux basses fréquences et dissipation aux hautes fréquences. La troisième et la plus courante utilisation est lorsque les noyaux de ferrite sont utilisés seuls pour les câbles de composants ou les circuits au niveau de la carte. Dans cette application, le noyau de ferrite empêche toute oscillation parasite et/ ou atténue la capture ou la transmission de signaux indésirables qui peuvent se propager le long des fils de composants ou des interconnexions, des traces ou des câbles. Dans les deuxième et troisième applications, les noyaux de ferrite suppriment les EMI conduits en éliminant ou en réduisant considérablement les courants haute fréquence tirés par les sources EMI. L'introduction de la ferrite fournit impédance de fréquence suffisamment élevée pour supprimer les courants à haute fréquence. En théorie, une ferrite idéale fournirait une impédance élevée aux fréquences EMI et une impédance nulle à toutes les autres fréquences. En effet, les noyaux suppresseurs de ferrite fournissent une impédance dépendante de la fréquence. Aux fréquences inférieures à 1 MHz, le l'impédance maximale peut être obtenue entre 10 MHz et 500 MHz selon le matériau ferrite.
Conformément aux principes de l'électrotechnique, où la tension et le courant alternatifs sont représentés par des paramètres complexes, la perméabilité d'un matériau peut être exprimée comme un paramètre complexe composé de parties réelles et imaginaires. Ceci est démontré aux hautes fréquences, où la La perméabilité se divise en deux composantes. La partie réelle (μ') représente la partie réactive, qui est en phase avec le champ magnétique alternatif [2], tandis que la partie imaginaire (μ”) représente les pertes, qui sont déphasées avec le champ magnétique alternatif. champ magnétique alternatif. Celles-ci peuvent être exprimées en composantes série (μs'μs”) ou en composante parallèle (µp'µp”). Les graphiques des figures 1, 2 et 3 montrent les composantes en série de la perméabilité initiale complexe en fonction de la fréquence pour trois matériaux ferrites. Le type de matériau 73 est une ferrite de manganèse-zinc, la conductivité magnétique initiale est de 2500. Le type de matériau 43 est une ferrite de nickel-zinc avec une perméabilité initiale de 850. Le type de matériau 61 est une ferrite de nickel-zinc avec une perméabilité initiale de 125.
En nous concentrant sur la composante série du matériau de type 61 sur la figure 3, nous voyons que la partie réelle de la perméabilité, μs', reste constante avec une fréquence croissante jusqu'à ce qu'une fréquence critique soit atteinte, puis diminue rapidement. La perte ou μs' augmente puis culmine à mesure que μs diminue. Cette diminution de µs' est due à l'apparition de la résonance ferrimagnétique. [3] Il convient de noter que plus la perméabilité est élevée, plus la fréquence est faible. Cette relation inverse a été observée pour la première fois par Snoek et a donné la formule suivante :
où : ƒres = μs” fréquence au maximum γ = rapport gyromagnétique = 0,22 x 106 A-1 m μi = perméabilité initiale Msat = 250-350 Am-1
Étant donné que les noyaux de ferrite utilisés dans les applications de faible niveau de signal et de puissance se concentrent sur les paramètres magnétiques inférieurs à cette fréquence, les fabricants de ferrite publient rarement des données de perméabilité et/ou de perte à des fréquences plus élevées. Cependant, des données de fréquence plus élevée sont essentielles lors de la spécification des noyaux de ferrite pour la suppression des interférences électromagnétiques.
La caractéristique que la plupart des fabricants de ferrite spécifient pour les composants utilisés pour la suppression des interférences électromagnétiques est l'impédance. L'impédance est facilement mesurée sur un analyseur disponible dans le commerce avec lecture numérique directe. Malheureusement, l'impédance est généralement spécifiée à une fréquence spécifique et est un scalaire représentant l'ampleur du complexe. vecteur d'impédance. Bien que ces informations soient précieuses, elles sont souvent insuffisantes, en particulier lors de la modélisation des performances des circuits de ferrites. Pour y parvenir, la valeur d'impédance et l'angle de phase du composant, ou la perméabilité complexe du matériau spécifique, doivent être disponibles.
Mais avant même de commencer à modéliser les performances des composants en ferrite dans un circuit, les concepteurs doivent connaître les éléments suivants :
où μ'= partie réelle de la perméabilité complexe μ”= partie imaginaire de la perméabilité complexe j = vecteur imaginaire de l'unité Lo= inductance du noyau d'air
L'impédance du noyau de fer est également considérée comme la combinaison en série de la réactance inductive (XL) et de la résistance de perte (Rs), toutes deux dépendantes de la fréquence. Un noyau sans perte aura une impédance donnée par la réactance :
où : Rs = résistance série totale = Rm + Re Rm = résistance série équivalente due aux pertes magnétiques Re = résistance série équivalente aux pertes de cuivre
Aux basses fréquences, l'impédance du composant est principalement inductive. À mesure que la fréquence augmente, l'inductance diminue tandis que les pertes augmentent et l'impédance totale augmente. La figure 4 est un tracé typique de XL, Rs et Z en fonction de la fréquence pour nos matériaux à perméabilité moyenne. .
Alors la réactance inductive est proportionnelle à la partie réelle de la perméabilité complexe, par Lo, l'inductance air-noyau :
La résistance de perte est également proportionnelle à la partie imaginaire de la perméabilité complexe par la même constante :
Dans l'équation 9, le matériau du noyau est donné par µs' et µs", et la géométrie du noyau est donnée par Lo. Par conséquent, après avoir connu la perméabilité complexe des différents ferrites, une comparaison peut être effectuée pour obtenir le matériau le plus approprié à la valeur souhaitée. fréquence ou plage de fréquences. Après avoir choisi le meilleur matériau, il est temps de choisir les composants de la meilleure taille. La représentation vectorielle de la perméabilité et de l'impédance complexes est présentée à la figure 5.
La comparaison des formes et des matériaux du noyau pour l'optimisation de l'impédance est simple si le fabricant fournit un graphique de la perméabilité complexe en fonction de la fréquence pour les matériaux en ferrite recommandés pour les applications de suppression. Malheureusement, ces informations sont rarement disponibles. Cependant, la plupart des fabricants fournissent la perméabilité initiale et la perte en fonction de la fréquence. courbes. À partir de ces données, une comparaison des matériaux utilisés pour optimiser l’impédance du noyau peut être dérivée.
En se référant à la figure 6, le facteur initial de perméabilité et de dissipation [4] du matériau Fair-Rite 73 en fonction de la fréquence, en supposant que le concepteur souhaite garantir une impédance maximale comprise entre 100 et 900 kHz. Les matériaux 73 ont été sélectionnés. À des fins de modélisation, le concepteur a également doit comprendre les parties réactives et résistives du vecteur d'impédance à 100 kHz (105 Hz) et 900 kHz. Ces informations peuvent être dérivées du tableau suivant :
A 100kHz μs' = μi = 2500 et (Tan δ/μi) = 7 x 10-6 car Tan δ = μs'/μs' alors μs' = (Tan δ/μi) x (μi) 2 = 43,8
Il convient de noter que, comme prévu, le µ" ajoute très peu au vecteur perméabilité totale à cette basse fréquence. L'impédance du noyau est principalement inductive.
Les concepteurs savent que le noyau doit accepter un fil n° 22 et s'insérer dans un espace de 10 mm x 5 mm. Le diamètre intérieur sera spécifié à 0,8 mm. Pour déterminer l'impédance estimée et ses composants, sélectionnez d'abord une perle avec un diamètre extérieur de 10 mm et une hauteur de 5 mm :
Z = ωLo (2 500,38) = (6,28 x 105) x 0,0461 x log10 (5/0,8) x 10 x (2 500,38) x 10-8 = 5,76 ohms à 100 kHz
Dans ce cas, comme dans la plupart des cas, l'impédance maximale est obtenue en utilisant un diamètre extérieur plus petit avec une longueur plus longue. Si le diamètre intérieur est plus grand, par exemple 4 mm, et vice versa.
La même approche peut être utilisée si des tracés d'impédance par unité Lo et d'angle de phase en fonction de la fréquence sont fournis. Les figures 9, 10 et 11 représentent de telles courbes pour les trois mêmes matériaux utilisés ici.
Les concepteurs veulent garantir une impédance maximale sur la plage de fréquences de 25 MHz à 100 MHz. L'espace disponible sur la carte est à nouveau de 10 mm x 5 mm et le noyau doit accepter un fil awg #22. En vous référant à la figure 7 pour l'impédance unitaire Lo des trois matériaux de ferrite, ou Figure 8 pour la perméabilité complexe des trois mêmes matériaux, sélectionnez le matériau 850 μi.[5] À l'aide du graphique de la figure 9, le Z/Lo du matériau à perméabilité moyenne est de 350 x 108 ohm/H à 25 MHz. Résolvez l'impédance estimée :
La discussion précédente suppose que le noyau de choix est cylindrique. Si des noyaux de ferrite sont utilisés pour des câbles plats, des câbles groupés ou des plaques perforées, le calcul de Lo devient plus difficile et des valeurs de longueur de trajet du noyau et de surface effective assez précises doivent être obtenues. pour calculer l'inductance du noyau d'air. Cela peut être fait en découpant mathématiquement le noyau et en ajoutant la longueur de trajet calculée et la zone magnétique pour chaque tranche. Dans tous les cas, cependant, l'augmentation ou la diminution de l'impédance sera proportionnelle à l'augmentation ou à la diminution de la hauteur/longueur du noyau de ferrite.[6]
Comme mentionné, la plupart des fabricants spécifient les noyaux pour les applications EMI en termes d'impédance, mais l'utilisateur final a généralement besoin de connaître l'atténuation. La relation qui existe entre ces deux paramètres est la suivante :
Cette relation dépend de l'impédance de la source générant le bruit et de l'impédance de la charge recevant le bruit. Ces valeurs sont généralement des nombres complexes, dont la plage peut être infinie, et ne sont pas facilement accessibles au concepteur. Choisir une valeur de 1 ohm pour les impédances de charge et de source, qui peuvent se produire lorsque la source est une alimentation à découpage et charge de nombreux circuits à faible impédance, simplifie les équations et permet de comparer l'atténuation des noyaux de ferrite.
Le graphique de la figure 12 est un ensemble de courbes montrant la relation entre l'impédance des perles de blindage et l'atténuation pour de nombreuses valeurs courantes de charge plus l'impédance du générateur.
La figure 13 est un circuit équivalent d'une source d'interférence avec une résistance interne de Zs. Le signal d'interférence est généré par l'impédance série Zsc du noyau suppresseur et l'impédance de charge ZL.
Les figures 14 et 15 sont des graphiques de l'impédance en fonction de la température pour les trois mêmes matériaux ferrites. Le plus stable de ces matériaux est le matériau 61 avec une réduction d'impédance de 8 % à 100 °C et 100 MHz. En revanche, le matériau 43 a montré un 25 % de chute d'impédance à la même fréquence et à la même température. Ces courbes, lorsqu'elles sont fournies, peuvent être utilisées pour ajuster l'impédance spécifiée à température ambiante si une atténuation à des températures élevées est requise.
Comme pour la température, les courants d'alimentation CC et 50 ou 60 Hz affectent également les mêmes propriétés inhérentes de la ferrite, ce qui entraîne une impédance du noyau plus faible. Les figures 16, 17 et 18 sont des courbes typiques illustrant l'effet de la polarisation sur l'impédance d'un matériau en ferrite. Cette courbe décrit la dégradation de l'impédance en fonction de l'intensité du champ pour un matériau particulier en fonction de la fréquence. Il convient de noter que l'effet de la polarisation diminue à mesure que la fréquence augmente.
Depuis que ces données ont été compilées, Fair-Rite Products a introduit deux nouveaux matériaux. Notre 44 est un matériau à perméabilité moyenne nickel-zinc et notre 31 est un matériau à haute perméabilité manganèse-zinc.
La figure 19 est un tracé de l'impédance en fonction de la fréquence pour des billes de même taille dans les matériaux 31, 73, 44 et 43. Le matériau 44 est un matériau 43 amélioré avec une résistivité CC plus élevée, 109 ohms cm, de meilleures propriétés de choc thermique, une stabilité en température et température de Curie (Tc) plus élevée. Le matériau 44 a des caractéristiques d'impédance par rapport à la fréquence légèrement supérieures à celles de notre matériau 43. Le matériau stationnaire 31 présente une impédance plus élevée que le 43 ou le 44 sur toute la plage de fréquences de mesure. Le 31 est conçu pour atténuer la problème de résonance dimensionnelle qui affecte les performances de suppression des basses fréquences des plus grands noyaux de manganèse-zinc et a été appliqué avec succès aux noyaux de suppression de connecteurs de câbles et aux grands noyaux toroïdaux. La figure 20 est un tracé de l'impédance en fonction de la fréquence pour les matériaux 43, 31 et 73 pour Fair -Noyaux Rite avec 0,562″ OD, 0,250 ID et 1,125 HT. En comparant la figure 19 et la figure 20, il convient de noter que pour les cœurs plus petits, pour des fréquences allant jusqu'à 25 MHz, le matériau 73 est le meilleur matériau de suppression. Cependant, à mesure que la section efficace du noyau augmente, la fréquence maximale diminue. Comme le montrent les données de la figure 20, 73 est la meilleure. La fréquence la plus élevée est de 8 MHz. Il convient également de noter que le matériau 31 fonctionne bien dans la plage de fréquences allant de 8 MHz à 300 MHz. Cependant, en tant que ferrite de zinc et de manganèse, le matériau 31 a une résistivité volumique beaucoup plus faible de 102 ohms-cm, et davantage de changements d'impédance avec des changements de température extrêmes.
Glossaire Inductance du noyau d'air – Lo (H) L'inductance qui serait mesurée si le noyau avait une perméabilité uniforme et si la distribution du flux restait constante. Formule générale Lo = 4π N2 10-9 (H) Anneau C1 Lo = 0,0461 N2 log10 (OD /ID) Ht 10-8 (H) Les dimensions sont en mm
Atténuation – A (dB) La réduction de l'amplitude du signal lors de la transmission d'un point à un autre. Il s'agit d'un rapport scalaire de l'amplitude d'entrée sur l'amplitude de sortie, en décibels.
Constante de noyau – C1 (cm-1) La somme des longueurs de trajet magnétique de chaque section du circuit magnétique divisée par la région magnétique correspondante de la même section.
Constante de noyau – C2 (cm-3) La somme des longueurs de circuit magnétique de chaque section du circuit magnétique divisée par le carré du domaine magnétique correspondant de la même section.
Les dimensions effectives de la surface du trajet magnétique Ae (cm2), la longueur du trajet le (cm) et le volume Ve (cm3). Pour une géométrie de noyau donnée, on suppose que la longueur du trajet magnétique, la surface de la section transversale et le volume de le noyau toroïdal a les mêmes propriétés matérielles que le matériau doit avoir des propriétés magnétiques équivalentes au noyau donné.
Intensité du champ – H (Oersted) Un paramètre caractérisant l'ampleur de l'intensité du champ. H = 0,4 π NI/le (Oersted)
Densité de flux – B (gaussien) Le paramètre correspondant du champ magnétique induit dans la région normale au trajet du flux.
Impédance – Z (ohm) L'impédance d'une ferrite peut être exprimée en termes de sa perméabilité complexe. Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (ohm)
Tangente de perte – ​​tan δ La tangente de perte d'une ferrite est égale à l'inverse du circuit Q.
Facteur de perte – tan δ/μi Suppression de phase entre les composants fondamentaux de la densité de flux magnétique et de l'intensité du champ avec perméabilité initiale.
Perméabilité magnétique – μ La perméabilité magnétique dérivée du rapport entre la densité de flux magnétique et l'intensité du champ alternatif appliqué est…
Perméabilité d'amplitude, μa – lorsque la valeur spécifiée de la densité de flux est supérieure à la valeur utilisée pour la perméabilité initiale.
Perméabilité effective, μe – Lorsque la route magnétique est construite avec un ou plusieurs entrefers, la perméabilité est la perméabilité d'un matériau homogène hypothétique qui fournirait la même réluctance.
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